今天要说说RT7220B 同步整流控制器，它的任务是驱动 MOSFET 工作，以代替传统的整流二极管，来提高效率。电路如下图所示：
对应到传统的电路图中，RT7220B 和它外接的 MOSFET 就相当于续流二极管，只不过是被放在了 GND 一侧而已。这幅图当然也不是完整的电路图，它仅仅反映了次级侧绕组、输出电容、整流开关和整流控制器的关系，RT7220B 的内部电路框图如下：
VD、VS 和 VG 分别连接到 MOSFET 开关的漏极、源极和栅极，前两个都是检测输入端，VG 则为输出端。同步整流控制器 SR Controller 根据 VD 和 VS 两个点的电压关系决定其输出状态，其输出经 SR Driver 变换为大信号经 VG 输出决定外部 MOSFET 的工作状态，顺利实现同步整流的作用。根据设计目标，RT7220B 在反激式应用中支持电流连续模式 CCM、电流非连续模式 DCM 和准谐振 QR 工作模式，其重点是要在适当的时机打开 MOSFET 实现续流工作，在适当的时机关闭 MOSFET 阻止电流的流动，将死区时间缩减至最小，这样就能实现效率的最大化。
同步整流控制器要工作是需要电能供应的。由于 VDD 端和电源输出端连接在一起，当输出电压正常时（ > 4.7V ）其内部电源由 VDD 端提供，否则其来源便是 VBIAS 外接电容储存的能量，它由 VD 内部连接的一个高压线性稳压器提供，这部分能量实际上是来自于初级侧导通期间的变压器传导，就像一个真正的变压器能够做到的样子，我这样说是因为我认为反激式电源的变压器并非变压器，它只是一个储能元件，而在这个时候却是表现为变压器的作用。由此设计即可推知 RT7220B 几乎在任何一个工作周期都可以通过工作实现完全的同步整流功能，只要 VBIAS 电容的储能足够一个驱动周期使用即可，而这是很容易实现的，但在实际上它又不会这样去做，因为当驱动 MOSFET 所消耗的能量多于利用它内部的体二极管导通所消耗的能量时，实现同步整流就不再是一个好的策略，这种状况在低消耗的节能模式下就会出现。
实际上，RT7220B 内部含有一个计数器不断地对 VG 端的输出脉冲进行计数，当它在 tVD_EDGE（= 10ms）时间段内的计数低于 32 时，RT7220B 就会进入节能模式，不仅不会再做驱动 MOSFET 导通的动作，其正常的静态消耗也会从 1mA 左右下降到 120µA 左右（最大 160µA）。而在节能模式下，RT7220B 又会对 VD 脉冲进行计数，当它在同样时长内的计数大于 64 时，RT7220B 就立即回到正常的同步整流状态。RT7220B 进、出节能模式的过程如下面两幅图所示：
当初级侧的功率开关截止时，变压器次级侧就会有电流流过 MOSFET 体二极管，这将造成 VD 端的电压低于 VG 端，RT7220B 实现同步整流的方法就是对 VD 电压低于 VG 电压的状况进行监测，一旦发现两者间的压差低于 VLOW_FALLING，它便立即在 VG 端输出高电压驱动 MOSFET 导通以实现损耗更低的续流过程。
对应到传统的电路图中，RT7220B 和它外接的 MOSFET 就相当于续流二极管，只不过是被放在了 GND 一侧而已。这幅图当然也不是完整的电路图，它仅仅反映了次级侧绕组、输出电容、整流开关和整流控制器的关系，RT7220B 的内部电路框图如下：
VD、VS 和 VG 分别连接到 MOSFET 开关的漏极、源极和栅极，前两个都是检测输入端，VG 则为输出端。同步整流控制器 SR Controller 根据 VD 和 VS 两个点的电压关系决定其输出状态，其输出经 SR Driver 变换为大信号经 VG 输出决定外部 MOSFET 的工作状态，顺利实现同步整流的作用。根据设计目标，RT7220B 在反激式应用中支持电流连续模式 CCM、电流非连续模式 DCM 和准谐振 QR 工作模式，其重点是要在适当的时机打开 MOSFET 实现续流工作，在适当的时机关闭 MOSFET 阻止电流的流动，将死区时间缩减至最小，这样就能实现效率的最大化。
同步整流控制器要工作是需要电能供应的。由于 VDD 端和电源输出端连接在一起，当输出电压正常时（ > 4.7V ）其内部电源由 VDD 端提供，否则其来源便是 VBIAS 外接电容储存的能量，它由 VD 内部连接的一个高压线性稳压器提供，这部分能量实际上是来自于初级侧导通期间的变压器传导，就像一个真正的变压器能够做到的样子，我这样说是因为我认为反激式电源的变压器并非变压器，它只是一个储能元件，而在这个时候却是表现为变压器的作用。由此设计即可推知 RT7220B 几乎在任何一个工作周期都可以通过工作实现完全的同步整流功能，只要 VBIAS 电容的储能足够一个驱动周期使用即可，而这是很容易实现的，但在实际上它又不会这样去做，因为当驱动 MOSFET 所消耗的能量多于利用它内部的体二极管导通所消耗的能量时，实现同步整流就不再是一个好的策略，这种状况在低消耗的节能模式下就会出现。
实际上，RT7220B 内部含有一个计数器不断地对 VG 端的输出脉冲进行计数，当它在 tVD_EDGE（= 10ms）时间段内的计数低于 32 时，RT7220B 就会进入节能模式，不仅不会再做驱动 MOSFET 导通的动作，其正常的静态消耗也会从 1mA 左右下降到 120µA 左右（最大 160µA）。而在节能模式下，RT7220B 又会对 VD 脉冲进行计数，当它在同样时长内的计数大于 64 时，RT7220B 就立即回到正常的同步整流状态。RT7220B 进、出节能模式的过程如下面两幅图所示：
当初级侧的功率开关截止时，变压器次级侧就会有电流流过 MOSFET 体二极管，这将造成 VD 端的电压低于 VG 端，RT7220B 实现同步整流的方法就是对 VD 电压低于 VG 电压的状况进行监测，一旦发现两者间的压差低于 VLOW_FALLING，它便立即在 VG 端输出高电压驱动 MOSFET 导通以实现损耗更低的续流过程。
在上图中所示的 VLOW_FALLING 便是前段文字中提及的触发同步导通的阈值电平，此后经过时间 tP_ON（上图所示为 tP），同步 MOSFET 即开始进入导通过程，而 IC 设计之关键就是要使 tP_ON 尽可能地短，这样才能尽早实现同步整流过程。在 RT7220B 规格书所提供的数据中，这个tP_ON 的典型值为 100ns，但从该参数与温度的关系曲线来看，其范围在 60ns±10ns 以内（见下图）。关于前者，我们可以把它理解为芯片在测试过程中的控制值，后者则是具体到某一个体的表现情况。
VG 输出高电平驱动 MOSFET 导通的过程需要耗时多久呢？这取决于所用 MOSFET 的输入电容、MOSFET 的导通阈值等与 MOSFET 本身有关的特性和 VG 端的输出能力，前者由用户的选择决定，只有 VG 端的输出能力是由 RT7220B 本身的设计所决定的，而 PCB 的设计也将对此造成影响，因为它会形成驱动路径上的串联阻抗。
VG 输出高电平是一个简单的描述，其真实的实现过程则要复杂得多。IC 内部能做的是先将一个连接到 GND 的开关断开，再将一个连接到电源端的开关接通，然后便有电流从电源端经 VG 端流出，经过外部连接以后进入 MOSFET 的栅极电容并经其源极回流到电源地，这样便使 MOSFET 栅极相对于其源极的电压越来越高，最后达到几乎等于电源电压的程度。当栅极电压在此过程中达到开启电压时，MOSFET 的源极和漏极之间便形成了沟道并开始流过电流，导通的目标也就实现了。所以所谓的高电平实际上是依靠一个过程来完成的，我们利用这个电路或是过程中的某个特征来对 IC 的驱动能力进行评价，而这样的选择可以有很多种，RT7220B 规格书在表现这一点的时候只给出来一行数据：
如上图中高亮显示的一行，其意思是说：当 VG 端外接 4nF 电容时，VG 电压从 1V 上升到 4V 需要的时间典型值为 75ns，最大值为 125ns。到了具体应用中，这个时间到底为多少，就可以参照这个信息来做评估。
对问题的思考一旦深入到过程，有的事情就变得复杂起来。前面说了芯片发现 VD 电压跌落到 MOSFET 开始导通的延迟时间典型值是 100ns，这个数据就出现在上述高亮行的下一行，其中的注解说明了两个时间点，一个是 VD 电压下降过程中触发同步动作的时间，一个是 VG 电压上升到 0.1V 的时间，当需要对此时间段的长度进行评估的时候，就需要考虑到实际的测试条件，需要知道电源电压、负载电容、串联阻抗等数据，当这些因素发生改变的时候，所有的测试结果也都会改变，给人的认识也就会不同，所以单独看某一个数据实际上是没有什么意义的，仅仅是能帮助我们做个评估而已，但在某些时候这也已经够了，因为实际的应用常常也不需要多么地精确。