阻抗匹配细节介绍

一、简介

        本文主要介绍了基于芯片 NCK2913 超高频接收板的天线端以及芯片输入端进行 50Ω 阻抗匹配的调试过程，方便读者进一步理解阻抗匹配。


二、辅助工具

1. 矢量网络分析仪 Agilent E5071C
2. 校准套件 Agilent 85033E（网分校准）
3. 史密斯圆图工具 Smith V3.10（模拟软件）

三、原理图与 PCB 板

1. 阻抗匹配：无论是芯片输入端还是天线端都有一个 π 型或者 L 型的匹配网络，通过调整相应电感、电容的值，使其达到 50Ω。
2. 天线端：

        （1）Smith 软件模拟

图4.2.1 天线端-软件模拟

        【说明】如果 PCB 板上 RF 射频走线的阻抗匹配误差不大，使用 Smith 软件模拟，可以得到调整电感值、电容值的一个大致方向，但是电感、电容的值与软件模拟得到的电感、电容值还是存在较大误差，所以只能起到一个参考作用，具体数值还是要根据实际测到的进行相应调整。

        （2）初始阻抗（L4:0Ω C21:0Ω C25:0.5pF C26:0.5 pF）

图4.2.2 初始阻抗

        （3）焊接上与软件模拟得到的电感值相近的电感，参考矢量网络分析仪实际上测到的阻抗，最终使用了电感值为 27nH 的电感，得到的阻抗与软件模拟的相近，如下图所示。

图4.2.3 L4 确定后的阻抗

        （4）确定 C24、C21

        上图中 433.92MHz的回波损耗（蓝色曲线）在 -20dB 以上，阻抗匹配不理想。

        阻抗匹配的理想状态为：433.92MHz 频率的回波损耗降到 -20dB 以下，而 423.92MHz 与 443.92MHz 频率的回波损耗在 -10dB 以上。

        目前可以调大 C21 的容值为 8pF，如下图。

图4.2.4(a3) C24 为 10pF，C21 为 8pF

        如上图所示，阻抗匹配还是不理想，可以调大 C24 的容值为 12pF，C21 为 0Ω的电阻保持电路连通，得到的阻抗如下图所示。

图4.2.4(b) C24 为 12pF，C21 为 0Ω

        如上图所示，433.92MHz 的阻抗（黄色曲线）距离 50Ω过远，需要调小容值。

图4.2.4(c1) C24 为 11pF，C21 为 0Ω

        参考 C24 为 10pF、12pF 的阻抗值，C24 为 11pF 比 10pF 靠近 50Ω，是我们想要的状态，接下来，通过调整 C21 的容值，得到下图所示的天线端的阻抗。

图4.2.4(c2) L4 为 27nH，C24 为 11pF，C21 为 8.2pF

3. 芯片输入端：

        由于芯片输入端信号不稳定，设置网分功率为 -40dBm，与天线端不同的是，NCK2913 要为工作状态，设置为一直接收。

        芯片输入端为 π 型匹配网络，容值和感值调整步骤与天线端差不多，下面针对芯片输入端阻抗匹配过程中的难点进行说明：

        根据原理图可知，C17 为电容，中间 L1 为电感，但电容可用的数值比较多，而电感的可用数值较少，电感值之间的差值较大，以至于很多都是调整到最后 C18 时，无法得到理想的阻抗，从而推倒，再重新调整 C17 的容值，比较浪费时间。

图4.3.3 C17 为 4.3pF，L1 为 15nH，C18 为 15pF

        上图就是 L1 为 15nH 时，无论怎么调整 C18，都无法得到理想的阻抗，只能重新调试 L1；但电感值就那么几个，都试了还是不行，又需要重新调整 C17。

        【注】这个地方，比较容易犯错，我就走了弯路，为了图省事而保持 C18 为 15pF 不变，直接改变 L1，看似是省了一步，但可能造成圆已经画了一圈，从而浪费更多的时间；还是要一步步来，将 C18 焊接上 0Ω的电阻保持电路连通，确定 L1 的感值后，再调整 C18 的值。

        下图为芯片输入端调整的最终阻抗值。

图4.3.4 C17 为 4pF，L1 为 27nH，C18 为 13pF

        如上图所示，并不是很理想，423.92MHz 与 443.92MHz 频率的回波损耗降到了 -10dB 以下，后期考虑更换电容、电感的位置，以获得更好的阻抗匹配。


五、参考文献

【天线阻抗匹配细节介绍 – 大大通】

天线阻抗匹配细节介绍 - 大大通 (wpgdadatong.com)